Информация & документация| Информация & документация |
|---|
Системы для беспроводной связи на малых расстояниях в основном имеют мощность менее 1 мвт, и предназначены для работы на расстояниях от 3 до 60 метров. Они не требуют лицензии или повременной оплаты за пользование радиоэфиром, так как сертифицированы в соответствии с уставом локальных коммуникаций. Системы для беспроводной связи на малых расстояниях могут работать длительное время от компактного источника питания. Каждый год производится более 60 миллионов изделий, использующих устройства беспроводной связи для охраны, управления и обмена данными. Все больше появляется новых приложений для беспроводных систем: в 2000 году ожидаются продажи более 100 миллионов систем в год.
Маломощные беспроводные системы обычно используются в пультах управления и сигнализациях, включая устройства для открытия гаражных дверей, передатчики для дистанционного доступа, и домашние системы охраны. Недавно проявился большой интерес к приложениям, разработанным для двунаправленной передачи данных. Беспроводные системы лишены неудобств, присущих проводным коммуникациям. Примером является использование беспроводных телефонов.
Приведенный список применений показывает разнообразие использования беспроводных систем.
Пока маломощные беспроводные изделия не будут индивидуально лицензированы, они регулируются уставом. До того, как маломощные беспроводные системы можно будет продавать или покупать в стране, они должны быть сертифицированы для соответствия специальным техническим правилам. В США такой сертификацией занимается FCC. В Европе и Скандинавии, сертификация основывается на стандартах ETSI, а администрированием в каждой стране занимается PTT.
Несмотря на то, что в разных странах правила расходятся, все они придерживаются определенной философии, гарантирующей, что маломощные беспроводные системы и лицензированные радиосистемы не будут мешать друг другу. Правила определяют ограничения на мощность, уровни излучения гармоник и spurious, стабильность частоты передатчика, ширину полосы пропускания.
Рабочие расстояния маломощных беспроводных систем зависят от мощности передатчика, чувствительности приемника, выбора антенны, кодирования данных, скорости передачи данных, требований на количество ошибок, используемого протокола связи, используемого уровня скважности, необходимой границы затухания (fading margin), и особенно, среды распространения радиоволн. Ниже приведена методика приближенной оценки рабочих расстояний:
Эта процедура сложна, и множество факторов уже оценено с помощью вычислений. Потери при распространении в свободном пространстве пропорциональны 1/d2, но в плотном кубическом офисе они могут быть больше, чем 1/d4. Лучше всего оценивать рабочее расстояние с помощью набора Virtual Wire® Development Kit, используя его как средство изучения распространения радиоволн в конкретных условиях.
В таблице 1.3.1 представлены расстояния для нескольких сред при работе без помех. Очень важно проводить тестирование расстояния для конкретного приложения в различных положениях.
Таблица 1.3.1
Типичные рабочие расстояния на 916.5 МГц для разных скоростей передачи данных, с кодированием байта в 12-битный символ и границей затухания (fade margin) 20 дБ.
| Среда | 2.4 Кбит/с | 19.2 Кбит/с | 57.6 Кбит/с | 115.2 Кбит/с |
| Открытое пространство | 117.0 | 101.0 | 92.3 | 65.3 |
| Большая открытая площадь, высота 1.5 м | 45.3 | 40.1 | 37.3 | 28.3 |
| Открытый офис, высота 1.5 м | 24.0 | 21.8 | 20.4 | 16.2 |
| Плотный кубический офис | 10.8 | 10.1 | 9.6 | 8.1 |
Большинство маломощных беспроводных систем не имеет больших проблем с помехами. Однако такие системы работают на разделяемых радиоканалах, поэтому помехи могут возникать в любом месте и в любое время. Продукты, содержащие маломощные беспроводные системы, должны быть разработаны так, чтобы потеря связи из-за радиопомех или по любой другой причине не создавала опасную ситуацию, повреждение оборудования, имущества, или потерю ценных данных. Единственное наиболее важное соображение в разработке продукта, использующего маломощную беспроводную технологию, это безопасность.
Выбор подходящей антенны, и ее правильное положение очень сильно влияют на качество работы беспроводного устройства. Вот несколько ключевых моментов, которые стоит принять во внимание при использовании антенн в вашем приложении.
Тело человека хорошо поглощает радиоизлучение в СВЧ-диапазоне, особенно больше 750 МГц. Сигнал из передатчика в корпусе (body-worn) проходя через человеческое тело, может ослабляться на 30 дБ. При разработке устройств body-worn, располагайте приемники так, чтобы передаваемый сигнал не блокировался человеком.
Монтаж антенны так, что она будет закрыта человеческим телом, ослабляет сигнал в направлениях от тела. Следует располагать антенну на расстоянии не менее 1.5 см (лучше 2 - 3 см) от тела человека.
Распространение радиоволн внутри помещений следует рассмотреть отдельно. В большей части помещений могут быть обнаружены так называемые "мертвые зоны", в которых прием сигнала сильно затруднен. Это может происходить, даже если передатчик и приемник находятся в прямой видимости. Образование мертвых зон связанно с тем, что сигнал следует по путям разной длины, отражаясь от металлических объектов, таких, как стальные конструкции, бетонные стены, металлические двери, окна, кафельные полы, потолки и т.д. Мертвая зона появляется, если длины путей распространения эффективно расходятся на нечетное количество полуволн. Глубокие мертвые зоны обычно очень локальны, и могут быть устранены небольшим перемещением.
Разнообразные технические приемы очень помогают в борьбе с мертвыми зонами в помещениях. Множество маломощных беспроводных систем реализуют связь между ведущим и несколькими ведомыми. В данном случае передача ведущего может посылаться дважды. Сначала от первого ведущего, а затем от второго ведущего, расположенного в другом месте. Мертвые зоны ведущих будут расположены в разных местах, поэтому ведомый обязательно примет передачу одного из них. Аналогично, передача ведомого будет услышана по крайней мере одним из ведущих.
Кодирование данных добавляет потоку характеристики, необходимые для эффективной радиопередачи. Как минимум, кодирование должно обеспечивать развязку передаваемого сигнала по постоянной составляющей. Это сильно упрощает конструкцию радиосистемы и способствует улучшению ее характеристик. Техника кодирования также должна обеспечивать регулярные изменения в передаваемом сигнале, которые облегчают синхронизацию, и эффективное восстановление данных в приемной части системы.
Радиопередачи должны быть ограничены по ширине полосы пропускания, так как сила шумов добавленная после радиопередачи пропорциональна ширине полосы пропускания приемника. Ширина полосы, необходимая для передачи потока данных, зависит от скорости передачи данных и от того, как они закодированы. Рисунок 1.4.3.1 показывает три схемы кодировки для одного бита. Заметьте, что хотя скорость передачи данных одинаковая во всех случаях, минимальная ширина импульса в кодируемых сигналах расходится в 3 раза. Минимальная ширина полосы пропускания, которая может быть использована в приемнике, зависит от минимальной ширины импульса в потоке кодируемых данных, а не от скорости передачи данных. Примите к сведению, что кодирование не ограничивается уровнем одного бита, оно может быть реализовано на уровне слов (битовых последовательностей), например байтов. Кодирование битов можно рассматривать как технический прием. Кодирование слов часто называют символьным преобразованием.
Характеристики радиосистемы зависят от того, насколько хорошо схема кодирования данных развязывает сигнал по постоянной составляющей. Схема кодирования должна сглаживать постоянную составляющую сигнала. Это означает, что закодированный сигнал 50% от всего времени имеет значение "1", а остальные 50% – значение "0". Схема кодирования должна также ограничивать длину битовых последовательностей, в которых допускается вывод сплошной единицы (или нуля). Длина не изменяющейся битовой последовательности определяется максимальной длительностью импульса, который может встретиться в передаваемом сигнале.
Как показано на рисунке 1.4.3.2, обработка приемной частью переданного сигнала зависит только от минимальной и максимальной длительности импульсов в сигнале, и не зависит от содержимого закодированных данных.
Общие качества любой системы передачи данных по радио (включая ASH-трансивер) и оптимальная настройка системы зависят от гладкости постоянной составляющей сигнала, длины не изменяющейся битовой последовательности, и уровня порога компаратора.
ASH-трансивер развязан по постоянному току между выходом base-band (вывод 5) и входом компаратора (вывод 6) приемника. Поэтому принимаемый поток данных должен быть кодирован или модулирован с хорошим сглаживанием постоянной составляющей.
Сглаживание постоянной составляющей сигнала можно обеспечить целым рядом способов. Два самых популярных приема - это код Манчестера и символьное преобразование. Манчестерский код получается преобразованием бита "1" последовательность "10", и преобразованием нуля в "01". Этот способ кодирования очень надежен, но удваивает количество импульсов, необходимых для передачи данных.
Другой популярный способ - это преобразование байта в 12-битный символ, где каждый байт (8 бит) данных кодируется 12-ю битами, из которых 6 бит всегда равны "1", а остальные 6 - нулю. Эта схема кодирования также надежна, как и Манчестерский код, однако количество импульсов больше количества передаваемых битов всего на 50%. Преобразование осуществляется с помощью таблиц. Каждому из 16 четырехбитных чисел соответствует шестибитное число в таблице.
Необходимость ограничивать число повторяющихся единиц или нулей в передаваемом сигнале тесно связанна с необходимостью балансирования постоянной составляющей сигнала. Заметим, что Манчестерское кодирование работает великолепно, ограничивая длину не изменяющегося сигнала до 2-х импульсов (размер одного бита). Использование техники преобразования байта в 12-битный символ позволяет ограничить длину не изменяющегося сигнала четырьмя битами, что также достаточно хорошо.
--- Пропущены алгоритмы скремблирования ---Как упоминалось выше, причиной того, что данные кодируются так, чтобы обеспечивать баланс по постоянному току и управлять длиной не изменяющегося сигнала, являются характеристики приемника. Кодирование данных обеспечивает максимальную защиту от шумов. Постоянная составляющая сигнала заряжает конденсатор между выводами 5 и 6 трансивера на значение, которое определяет “слой” компаратора: сигнал с напряжением в середине между средними значениями для “1” и “0”. Это значит, что закодированные данные будут проходить безошибочно до тех пор, пока уровень шумов не превысит половину разницы напряжений между импульсами “1” и “0”. Когда принимаемый сигнал не сбалансирован, и появляется резкий наклон значения “1” или “0”, отбрасывание шумов несколько ухудшается.
Емкость между выводами 5 и 6 должна быть настроена на наилучшую работу приемника. Желательно, чтобы эта емкость не была слишком большой, потому, что она должна быстро зарядиться для хорошей защиты от шумов в начале приема пакета. С другой стороны, емкость должна быть большой, чтобы пропускать не изменяющийся сигнал возможной максимальной длины, без появления резкого наклона в уровне его разделения. Таким образом, оптимальная емкость зависит от способа кодирования данных.
Все радиоканалы подвержены воздействию шумов, помех и затухания. Во многих случаях, радиоканалы совместно используются различными пользователями и службами. Пакетные протоколы широко используются для обеспечения безошибочной связи по некачественным и/или разделяемым каналам связи. Системы связи, которые используют пакетные протоколы:
Почти все маломощные беспроводные коммуникации используют некую форму пакетного протокола, автоматически гарантирующую прием верной информации по верному адресу. Пакет обычно состоит из преамбулы, стартового слова, информации о маршруте (откуда, куда и т.п.), тип пакета, все или часть данных, и биты проверки правильности передачи. Другая информация может присутствовать в зависимости от протокола.
Формат "General Virtual Wire R Link Packet"| Преамбула | Старт Символ |
Кому Байт |
От кого Байт |
Пакет Число |
Размер/Статус Байт* |
Данные | CS старший |
CS младший |
| Кому Байт |
От кого Байт |
Пакет Число |
Размер/Статус Байт* |
Данные |
Рисунок 1.4.4.1
Рисунок 1.4.4.1 показывает общий формат пакетов, используемый в RFM's Virtual Wire(R) Development Kits.
Пакет начинается с необязательной преамбулы, которая улучшает обнаружение слабого сигнала в приемнике с помощью настройки data slicer'а для наилучшего шумового иммунитета, и обеспечивает изменения сигнала для настройки процессов восстановления отсчета. Преамбула обычно состоит из нескольких байтов, содержащих 101010... Длина преамбулы зависит от времени соединения приемника, tBBC, которое не изменяется. Обычно длина преамбулы - три-четыре байта.
За преамбулой следует стартовый символ (часто называемый стартовым вектором), который указывает на начало информационной секции пакета. Чем длиннее стартовый символ, тем меньше вероятность того, что шумы совпадут со стартовым символом и вызовут получение неправильного пакета. 16-битный символ обеспечивает разумную надежность.
После стартового символа следует информация об адресах "кому" и "от кого". RFM использует в своих протоколах 4-битную и 8-битную адресацию. Обычно один адрес резервируется для широковещательного сообщения всем адресам. Если необходимо очень большое количество уникальных адресов, можно использовать для адресации 48 и более бит. Поле "Пакет" (тип пакета) позволяет специфическим пакетам идентифицироваться и безошибочно распознаваться. Также это поле может использоваться для сборки мультипакетного сообщения, когда пакеты принимаются без определенной последовательности. В протоколе RFM после типа пакета следует поле "размер данных/состояние". Сохранение в нем информации о размере данных позволяет передавать данные без обрамляющих символов.
Далее следует поле с данными. Последние два байта пакета содержат 16-битный код нахождения ошибок (последовательность проверки кадра), основанный на пакетном стандарте X.25 (ISO 3309). Принимающее устройство вычисляет этот код, и сравнивает с полученным кодом для выявления ошибок. Последовательность проверки кадра ISO 3309 обеспечивает очень уверенное нахождение ошибок для пакетов длиной до 256 байт.
Протокол Virtual Wire® обеспечивает следующие характеристики:
Каждый байт, передаваемый по радио, преобразуется в 12-битный DC-балансированный символ. DC-баланс хорошо защищает данные от шумов. В сбалансированных символах количество одинаковых, идущих друг за другом битов, не более четырех. Ограничение длительности не изменяющегося сигнала, позволяет приемнику легче настраиваться после шумовых вспышек или сильных помех.
Разрешение на бесплатный исходный код доступно с RFM для различных версий протокола связи Virtual Wire(R). Для дополнительной информации свяжитесь с технической группой.
Маломощные беспроводные системы связи особенно чувствительны к радиочастотным шумам в полосе пропускания приемника потому, что передаваемый сигнал имеет очень маленькую мощность. Обычно источником возникновения внутренних шумов являются микроконтроллеры (для функций контроля и данных), коллекторные двигатели, и высокоскоростные логические схемы. Если фронты тактового генератора микроконтроллера достаточно резки для генерирования гармоник в диапазоне частоты работы приемника, и гармоники попадают в полосу пропускания приемника, то особое внимание должно быть уделено уменьшению уровня гармоник в антенном разъеме приемника. Если есть возможность, лучше выбрать микропроцессор с менее резкими фронтами чтобы максимально уменьшить генерацию гармоник в СВЧ-диапазоне.
Необходимо, по возможности, исключить из приложения коллекторные двигатели, потому, что искрящие щетки в коммутаторе являются очень эффективным искровым передатчиком. В таких двигателях необходимо использовать технику подавления искры. Можно использовать двигатели со встроенным подавлением искры. Если двигатель не имеет встроенного подавления искры, необходимо использовать сглаживающие конденсаторы, последовательные сопротивления, и экранирование.
Высокоскоростные логические схемы производят шумы, аналогичные шумам микропроцессоров. Как и в случае с процессорами, следует выбирать логику с плавными фронтами.
Перечисленные ниже пункты должны быть приняты во внимание, если приложение имеет один или несколько источников помех, рассмотренных выше. В некоторых приложениях выполнение всех пунктов может оказаться невозможным.
Выбор тактовой частоты микроконтроллера
Необходимо проверить тактовую частоту микроконтроллера или компьютера, использующуюся в системе, на совпадение или близкое расположение одной из гармоник рабочей частоты приемника. (Например, тактовая частота 30.55 МГц совпадает с 30-й гармоникой частоты 916.5 МГц.) Подавление радиопомех, которые являются гармоникой тактовой частоты, используемой в системе, может оказаться очень затруднительным (особенно, если гармоника нечетная). Гораздо лучше выбрать тактовую частоту, которая исключает проблемы такого рода.
Многие микроконтроллеры и микропроцессоры делят тактовую частоту на 4, 8 или другое количество тактов. Если используется такой тип процессора, следует убедиться, что поделенная частота также не совпадает и не находится рядом с какой-либо гармоникой входной частоты приемника.
Уникальный набор свойств ASH-трансивера реализован благодаря его архитектуре. Сердце трансивера – модуль приемника последовательного усиления, который обеспечивает 90 дБ устойчивого усиления без каких-либо защитных или развязывающих устройств. Устойчивость достигается распределением полного радиочастотного усиления во времени. Это отличает его от супергетеродинного приемника, у которого стабильность достигается распределением полного радиочастотного усиления на разные частоты.
Рисунок 2.1.1 показывает упрощенную блочную структуру и временные циклы приемника последовательного усиления. Обратим внимание на то, что радиочастотные усилители RFA1 и RFA2 независимо контролируются генератором импульсов и связаны между собой через линию задержки поверхности акустической волны (SAW), которая задерживает сигнал на 0.5 мкс. Входящий радиосигнал в начале фильтруется узкополосным SAW фильтром, затем поступает в RFA1. Генератор импульсов включает RFA1 на 0.5 мкс. Усиленный сигнал из RFA1 появляется на выходе линии задержки SAW (на входе RFA2). Теперь RFA1 выключается, и включается RFA2 на 0.55 мкс, продолжая усиливать радиосигнал. Время работы RFA2 в 1.1 раз больше времени работы RFA1, так как эффект фильтрации линии задержки SAW растягивает импульс сигнала с RFA1. Как показано на временной диаграмме, RFA1 и RFA2 никогда не бывают включены в одно и тоже время, обеспечивая превосходную стабильность приемника. Узкополосный фильтр SAW устраняет боковую полосу, находящуюся за полосой пропускания приемника, фильтр SAW и линия задержки действуют вместе, чтобы обеспечить очень высокое основное отклонение приемника. (Note that the narrow-band SAW filter eliminates sampling sideband re-sponses outside of the receiver passband, and the SAW filter and delay line act together to provide very high receiver ultimate rejection.)
Работа приемника последовательного усиления имеет несколько интересных характеристик, которые могут быть использованы в разработке системы. Радиочастотные усилители в приемнике можно включать и выключать почти моментально, поэтому переключения в режим пониженного энергопотребления и обратно занимают очень мало времени. Также, оба усилителя могут быть выключены между командами включения для trade-off рисунок шума приемника для меньшего энергопотребления.
--------------------------
Порт антенны
Единственные внешние радиочастотные элементы, необходимые трансиверу, это антенна и элементы согласования. Антенна сопротивлением в диапазоне от 35 до 72 Ом может быть согласована с выводом RFIO последовательной индуктивностью, и параллельной согласующей и защищающей от статики индуктивностью. Другие сопротивления антенны могут быть согласованы использованием двух или трех компонентов. Для некоторых сопротивлений, потребуется конденсатор и две катушки.
Модуль приемника
Радиочастотный фильтр SAW имеет номинальные входные потери 3.5 дБ, ширину 3 дБ полосы 600 Кгц, основное отклонение (ultimate rejection) 55 дБ. Выход фильтра SAW управляет усилителем RFA1. Этот усилитель включает устройства для определения начала насыщения (Установка AGC), и для выбора между усилением на 35 дБ и усилением на 5 дБ (Выбор Усиления). Установка AGC – это вход в блок управления AGC, а Выбор Усиления – это выход блока AGC. Сигналы управления включением/выключением усилителей RFA1 и RFA2 генерируются Генератором Импульсов и блоком RF Amp Bias. Выход RFA1 управляет линией задержки SAW, которая имеет номинальную задержку 0.5 мкс, входные потери 6 дБ, и ultimate rejection 50 дБ.
Как показано на рисунке 2.1.3, VCC1 (вывод 2) – это вывод положительного напряжения питания выходного усилителя и низкочастотной части приемника. Вывод 2 должен быть подключен к питанию через ферритовое кольцо для развязки по радиочастоте. VCC2 (вывод 16) – это вывод питания радиочастотной части приемника и генератора передатчика. Вывод 16 должен фильтроваться конденсатором, и отделен от источника питания резистором 100 Ом. Также VCC2 должен быть сглажен танталовым конденсатором на 10 мкФ. Рабочее напряжение питания находится в диапазоне от 2.7 до 3.5 В. Амплитуда нестабильности напряжения питания должна быть не более 10 мВ. Если в устройстве используется только приемник, требования к развязке в цепи питания могут быть мягче.
ASH-трансивер может работать при низкой скорости передачи данных за рамками ограничений температурного диапазона (от –10 до +85? C) с пониженным до 2.5 В напряжением питания. Работа генератора импульсов ограничена установкой низкой скорости обмена данными. Максимальная рекомендуемая скорость обмена при пониженном напряжении питания – 9600 бит/с (минимальная ширина импульса 104 мкс).
Вывод 20 (RFIO) является контактом радиочастотного ввода/вывода трансивера. Вывод соединен напрямик с transducer входа синусоидального фильтра, который должен быть согласован с сопротивлением антенны для нормальной работы трансивера.
Согласование входного волнового сопротивления трансивера с 50 Омами выполняется подключением последовательной и параллельной со стороны антенны индуктивностей. Значения индуктивностей для согласования на различных частотах перечислены в таблице 2.3.1.1. Однако во многих приложениях используется не 50-омная антенна. Чтобы решить эту задачу, в первую очередь необходимо измерить входное сопротивление антенны, используя network analyzer (анализатор сети). Затем определить наилучшее соответствие сети для настройки сопротивления антенны на приблизительно 50 Ом. И, наконец, совместить катушки 50-Омного согласования на входе трансивера со схемой согласования антенны, чтобы минимизировать количество компонентов.
Значения индуктивностей согласования в ASH-трансивере для антенны 50 Ом
| Частота | 916.5 МГц | 868.35 МГц | 433.92 МГц | 418.0 МГц | 315.0 МГц | 303.825 МГц |
| Марка трансивера | TR1000 | TR1001 | TR3000 | TR3002 | TR3001 | TR3003 |
| Последовательная индуктивность нГн | 10 | 10 | 56 | 56 | 82 | 82 |
| Параллельная индуктивность нГн | 100 | 100 | 220 | 220 | 33 | 33 |
The SAW input transducer (вывод 20) чувствителен к электростатике, поэтому должен быть защищен индуктивностью соединяющей его с выводом GND1 или GND3. Защитная индуктивность может также выполнять функции согласования антенны. Для обеспечения лучшей защиты, внешние антенны должны иметь изоляционный кожух.
Работа приемника последовательного усиления контролируется модулем Генератора Импульсов & RF Amplifier Bias, который управляется входами PRATE и PWIDTH, и Сигналом Управления Пониженным Энергопотреблением из функции Модуляции & Bias Control.
Оба радиочастотных усилителя приемника выключаются Сигналом Управления Пониженным Энергопотреблением, который управляется режимами пониженного энергопотребления и передачи.
Терминология генератора импульсов представлена на рисунке 2.4.1.1. Генератор импульсов имеет два рабочих режима; один - для приложений с малыми скоростями передачи данных, и второй - для приложений с большими скоростями передачи данных. В режиме малых скоростей, интервал tPRI между задним и передним фронтами импульсов RFA1 ON устанавливается резистором, включенным между выводом PRATE и общим. Интервал можно регулировать в диапазоне от 0.1 до 5 мкс.
В режиме высоких скоростей передачи данных радиочастотные усилители приемника работают при номинальном 50%-50% цикле дежурства. В этом случае, период от старта до старта tPRC для импульсов ON усилителю RFA1, управляется резистором PRATE в диапазоне от 0.1 до 1.1 мкс.
В режиме низких скоростей передачи данных, вывод PWIDTH устанавливает ширину tPW1 импульса ON усилителю RFA1, с помощью резистора между выводом PWIDTH и общим (ширина tPW2 импульса ON усилителю RFA2 установлена в 1.1 раз больше ширины импульса усилителю RFA1 в режиме низких скоростей). Ширина tPW1 импульса ON может быть изменена в диапазоне от 0.55 до 1 мкс.
Однако, если вывод PWIDTH соединен с Vcc через резистор 1 М, усилители работают при номинальном 50%-50% цикле дежурства, способствуя работе на больших скоростях передачи данных. В этом случае усилители управляются резистором PRATE, как уже было рассмотрено.
Интервал tPRI между задним фронтом импульса ON и передним фронтом следующего импульса ON первому усилителю регулируется резистором RPR, включенным между выводом 14 и общим. Интервал tPRI может быть изменен в диапазоне от 0.1 до 5 мкс сопротивлением в диапазоне от 51 К до 2000 К. Сопротивление RPR вычисляется по формуле:
RPR = 404* tPRI + 10.5, где tPRI в микросекундах, а RPR в килоомах.
Рекомендуется использовать резистор с точностью +-5%. Суммарная емкость между выводом 14 и общим с Vcc не должна превышать 5 пФ.
Вывод 15 (PWIDTH) регулирует ширину tPW1 импульса ON для первого усилителя с помощью резистора RPW между выводом и общим (ширина tPW2 импульса ON усилителю RFA2 установлена в 1.1 раз больше ширины импульса первому усилителю). Ширина tPW1 импульса ON регулируется в диапазоне от 0.55 до 1 мкс сопротивлением в диапазоне от 200 К до 390 К. Сопротивление RPW вычисляется по формуле:
RPW = 404* tPW1 – 18.6, где tPW1 в микросекундах, а RPW в килоомах.
Рекомендуется использовать резистор с точностью +-5%. Суммарная емкость между выводом 14 и общим с Vcc не должна превышать 5 пФ.
Тестирование показало, что установка tPW1 на 0.7 мкс настраивает характеристики отклика импульсов линии задержки на наилучшую чувствительность. В этом случае интервал tPRI обычно устанавливается между 0.77 мкс и 2.5 мкс. Настройка tPRI на 0.77 мкс обеспечивает максимальную чувствительность; 2.5 мкс обеспечивает в среднем уменьшение тока усилителя (in trade-off) на 55%, при уменьшении чувствительности на 3.6 дБ. Настройка tPRI на 2.5 мкс или меньше также гарантирует скорость сэмплирования (sequential-amplifier???последующего усилителя) 333 ksps (тысяч сэмплов в секунду) или более, обеспечивая по крайней мере 10 сэмплов на самый короткий импульс для OOK-модуляции 30 мкс. Установка низкой скорости передачи данных рекомендуется для ширины импульсов сигнала более 17.4 мкс. Установка высокой скорости передачи данных рекомендуется для ширины импульсов сигнала менее17.4 мкс.
Когда вывод 15 (PWIDTH) соединен с Vcc через сопротивление 1 М, радиочастотные усилители работают при номинальным 50%-50% цикле дежурства, способствуя работе на большой скорости передачи данных. В этом случае период tPRC от начала до начала импульсов ON для первого усилителя, контролируется сопротивлением PRATE (вывод 14) в пределах от 0.1 до 1.1 мкс сопротивлением в диапазоне от 11К до 220К. В этом случае значение RPR вычисляется по следующей формуле:
RPR = 198* tPRC – 8.51, где tPRC в микросекундах, а RPR в килоомах.
Необходимо использовать резистор с точностью +-5%.
Для наименьшей ширины импульсов сигнала в диапазоне от 8.7 до 17.4 мкс, период tPRC должен быть установлен на 0.87 мкс. Это значение обеспечивает номинальную скорость сэмплирования (10 сэмплов на импульс, шириной 8.7 мкс) и использует вытягивание импульса через линию задержки SAW для обеспечения близкого к оптимальному радиочастотного усиления.
В ASH-трансивере используется низкочастотный фильтр трехполюсной, 0.05 градусной равноугольной конструкции (three-pole, 0.05 degree equiripple design). Его характеристики превосходно сочетают ровную задержку и минимальное зацикливание импульса.
Вывод 9 регулирует ширину пропускания низкочастотного фильтра приемника. Ширина полосы пропускания регулируется резистором RLPF, включенным между выводом 9 и общим контактом. Сопротивление может быть в диапазоне от 330 килоом до 820 ом, обеспечивая 3 дБ полосу фильтра fLPF от 4.5 Кгц до 1.8 МГц. Сопротивление определяется по формуле:
RLPF = 1445/ fLPF, где RLPF в килоомах, а fLPF в килогерцах.
Для установки полосы пропускания фильтра необходимо использовать резистор с точностью +-5%. Это обеспечит 3 дБ полосу пропускания от fLPF до 1.3* fLPF, учитывая отклонения напряжения питания, температуры и т.п.
Заметим, что максимальный управляющий ток из RXDATA пропорционален ширине полосы пропускания фильтра.
Общая задержка низкочастотного фильтра является функцией от 3 дБ полосы пропускания фильтра. Максимальная общая задержка tFGD = 1750/fLPF = 1.21*RLPF, где tFGD в микросекундах, fLPF в килогерцах, а RLPF в килоомах.
При использовании формирователя данных DS2 или формирователя данных DS1 без порога, рекомендуемая 3 дБ полоса пропускания для фильтра вычисляется:
fLPF = 1000/SPMIN, где fLPF в килогерцах, а минимальная ширина импульсов в сигнале SPMIN в микросекундах.
Для приложений, требующих максимальную чувствительность приемника, при использовании Манчестерского кодирования или символьного преобразования, fLPF может быть уменьшена на 75% от указанного выше значения.
Рекомендуемая 3 дБ ширина полосы при использовании DS1 (только) с порогом вычисляется:
fLPF = 2500/SPMINВывод 5 является выходом основной полосы приемника (BBOUT). Этот вывод управляет входом формирователя данных CMPIN (вывод 6) через развязывающий конденсатор. Временная константа tBBC для такого соединения будет:
tBBC = 0.064*CBBO, где tBBC в микросекундах, а CBBO в пФ.
Для включения между BBOUT и CMPIN должен использоваться керамический конденсатор с отклонением +-10%. Временная постоянная может изменяться в диапазоне между tBBC и 1.8*tBBC учитывая отклонения напряжения питания, температуры, и т.п. Оптимальная временная константа при данных обстоятельствах будет зависеть от скорости передачи данных, длительности не изменяющегося сигнала, и других факторов, обсуждаемых в разделе 2.6.1.
Когда трансивер находится в режиме пониженного энергопотребления или в режиме передачи, выходное сопротивление вывода 5 становится очень высоким. Эта особенность помогает предотвратить зарядку связывающего конденсатора для уменьшения времени стабилизации формирователя данных в момент переключения трансивера в режим приема.
Подходящая развязывающая емкость зависит от максимальной ширины импульса, которая может встретиться в принимаемом сигнале. Максимальная ширина импульса зависит от кодирования потока данных (если поток кодируется), скорости передачи данных, и максимальной длины не изменяющегося сигнала. Если поток данных не кодируется, максимальная ширина импульса равна ширине периода одного бита, умноженной на максимальную длину не изменяющегося сигнала. Если используется символьное преобразование байта в 12 бит, максимальная ширина импульса — четыре периода одного бита. Для Манчестерского кодирования, максимальная ширина импульса — период одного бита.
Временная константа tBBC должна быть выбрана такой, чтобы сигнал ослабевал не более чем на 20% после появления импульса максимальной ширины:
tBBC = 4.48*SPMAX, где tBBC и максимальная ширина импульса SPMAX в микросекундах.
CBBO = 15.625*tBBC, где tBBC в микросекундах, а CBBO в пФ, или
CBBO = 70*SPMAX, где SPMAX в микросекундах, а CBBO в пФ.
Необходимо заметить, что преамбула пакета должна быть равна 1.6*tBBC, чтобы напряжение на CBBO успело уравновеситься на 80% от оптимального для формирователя данных значения. При использовании Манчестерского кодирования это примерно один байт. При использовании символьного преобразования байта в 12 бит, преамбула займет четыре байта. Попытка передачи незакодированных данных с SPMAX шириной в 16 бит или больше, требует недопустимо долгой преамбулы. Это очень важная причина использования кодирования данных.
Вывод BBOUT может также использоваться для управления внешним процессом восстановления данных (DSP (ЦОС), и т.п.). Когда радиочастотные усилители приемника работают в 50%-50% цикле дежурства, сигнал BBOUT изменяется на 10 мВт/дБ, с уровнем сигнала от максимума до максимума – до 685 мВ. Для более медленных циклов дежурства, крутизна мВ/дБ и уровень сигнала пропорционально меньше. Детектированный сигнал плавает около уровня 1.1 Vdc, который изменяется вместе с напряжением питания, температурой и т.п. Вывод BBOUT соединяется с выводом CMPIN или внешним процессом восстановления данных, через последовательный конденсатор. Номинальное выходное сопротивление этого вывода – 1 К. Рекомендуется сопротивление нагрузки – от 50 К до 500 К с параллельной емкостью не более 10 пФ.
CMPIN (вывод 6) управляет двумя формирователями данных, которые конвертируют аналоговый сигнал с BBOUT обратно в цифровой поток. Выбор лучшего формирователя данных зависит от рабочих параметров системы. Формирователь данных DS1 – это подключенный через конденсатор компаратор с регулируемым порогом. DS1 обеспечивает наилучшие характеристики в условиях плохого отношения сигнал/шум. Порог смещает уровень нарезки компаратора от 0 до 90 мВ, и изменяется резистором, включенным между выводами RREF и THLD1. Этот порог позволяет выбирать между чувствительностью приемника и плотностью принимаемых помех в состоянии “нет сигнала”. Для наилучшей чувствительности, порог устанавливается в 0. В этом случае, помехи принимаются непрерывно, пока нет сигнала. Здесь требуется включение схемы, которая могла бы обрабатывать помехи (и сигнал) с вывода RXDATA непрерывно.
Это может быть проблематично, если RXDATA управляет схемой, которая должна спать в целях экономии энергии, когда нет данных, или если необходимо свести к минимуму ложные прерывания многозадачного процессора. В этом случае, помехи могут быть великолепно подавлены с помощью увеличения высоты порога, но с потерей чувствительности. Порог 25 мВ обеспечивает хороший компромисс между чрезмерным количеством ложных прерываний и чрезмерной потерей чувствительности для ширины полосы пропускания 48 Кгц (скорость передачи данных 19.2 кбит/с NRZ (без возврата к нулю)). Если используется другая полоса пропускания фильтра, примерную высоту порога можно вычислить по следующей формуле:
V = 3.6*(fLPF)1/2, где V в милливольтах, а fLPF в килогерцах.
Порог от 50 до 75 мВ может понадобиться для подавления сильных помех от некоторых компьютеров. Заметьте, что наилучшая 3 дБ ширина полосы для низкочастотного фильтра становится недействительной с изменением высоты порога формирователя DS1, что обсуждалось в разделе 2.5.2. Также следует заметить, что операция сброса AGC (автоматический контроль усиления) требует, чтобы порог у формирователя DS1 не был нулевым.
Формирователь данных DS2 может существенно преодолеть (превзойти) компромисс между высотой порога формирователя DS1 и шириной полосы пропускания фильтра при достаточном для работы уровне сигнала. DS2 – это формирователь “dB-below-peak”. Детектор пиковых уровней быстро заряжается на максимальное значение каждого импульса данных, и затем медленно разряжается между импульсами (отношение 1:1000). -----------
DS2 используется при высокой скорости передачи данных ASK-модуляции, и/или для устранения слабых помех. Однако DS2 может быть на время "ослеплен" сильным импульсом помехи, что станет причиной серии ошибок. Заметим, что DS1 активен, когда используется DS2, поэтому RXDATA является логическим И выходов DS1 и DS2. Когда используется DS2, порог DS1 обычно составляет не более 60 мВ (тип. зн.25 мВ). DS2 запрещается, если вывод THLD2 не подключен.
RREF является выводом внешнего управляющего сопротивления. Между этим выводом и землей подключается резистор номиналом 100 К. Рекомендуется погрешность сопротивления 1%. Это важно для поддерживания общей емкости между общим, питанием и этим выводом менее 5 пФ, чтобы сохранить стабильность источника тока. Если THLD1 и/или THLD2 подключены к RREF через сопротивление менее 1.5 К, емкость их выводов должна быть добавлена к емкости вывода RREF и общая емкость не должна превышать 5 пФ.
Вывод THLD1 устанавливает порог для стандартного формирователя данных через сопротивление RTH1 к выводу RREF. Порог повышается с уменьшением сопротивления. Подключение этого вывода напрямик к RREF делает порог нулевым. Значение резистора зависит от того, используется THLD2 или нет. Если THLD2 не используется, сопротивление будет в пределах от 0 до 100 К, обеспечивая диапазон THLD1 от 0 до 90 мВ. Значение резистора вычисляется по формуле:
RTH1 = 1.11*V, где RTH1 в килоомах, а порог V в мВ. Рекомендуется использовать резистор с точностью +-1%.
Работа формирователя данных 2 и AGC зависит от схемы детектора пиковых сигналов. Вывод 4 управляет работой детектора пиковых сигналов. Конденсатор между этим выводом и землей определяет времена атаки и спада детектора, которые имеют фиксированное отношение 1:1000. Для большинства приложений эти временные константы должны быть координированы с константой времени основной полосы. Для данной емкости CBBO основной полосы, емкость CPKD будет:
CPKD = 0.33*CBBO, где CPKD и CBBO в пФ.
На этом выводе необходимо использовать керамический конденсатор с точностью +-10%. ------------------
Цель функции AGC (автоматический контроль усиления) — расширить динамический диапазон приемника, чтобы два трансивера могли работать закрытыми вместе с включенной ASK-модуляцией. Также AGC позволяет работать на ограниченных расстояниях, когда используется ASK- или OOK-модуляция при больших помехах, которые в противном случае насыщают трансивер. Если рабочие расстояния всегда короткие, AGC может быть блокирован, чтобы намеренно ограничить рабочее расстояние и уменьшить чувствительность к помехам, как рассматривается в разделе 2.8.2. AGC должен присутствовать в любой системе, чтобы она соответствовала требованиям EMC “CE Mark”.
Рассмотрим принцип работы AGC. Выход детектора пикового уровня выдает сигнал сброса AGC блоку управления AGC через компаратор AGC. Начало насыщения на выходе RFA1 детектируется, и генерирует сигнал установки AGC блоку управления AGC. Затем блок управления AGC выбирает режим 5 дБ усиления для первого усилителя. Компаратор AGC пошлет сигнал сброса, когда выход детектора пикового уровня (умноженный на 0.8) упадет ниже напряжения порога для DS1 (порог DS1 должен быть больше, чем 0 для правильной работы AGC). Конденсатор на входе AGCCAP (вывод 3) стабилизирует установку AGC, и позволяет устанавливать время удерживания AGC больше, чем время спада детектора пикового уровня. Это свойство может быть использовано для исключения движения AGC в течение приема нулевых битов в потоке данных. Следует помнить, что работа AGC требует функционирования детектора пикового уровня даже если DS2 не используется.
Как обсуждалось, вывод 3 управляет установкой и сбросом AGC. Конденсатор между этим выводом и землей определяет минимальное время удерживания AGC. Время удерживания необходимо для исключения изменения AGC. Для данного времени удерживания tAGH, значение конденсатора CAGC вычисляется по формуле: CAGC = 19.1* tAGH, где tAGH в микросекундах, а CAGC в пФ.
На этом выводе необходимо использовать +-10% керамический конденсатор. Время удерживания выбирается таким, чтобы AGC пропускал самую длинную последовательность нулей, которая может встретиться в сигнале. Время удерживания AGC может быть больше, чем время спада детектора пикового уровня, о чем уже говорилось выше. Однако время удерживания не должно быть слишком долгим, иначе приемник будет долго восстанавливать полную чувствительность после помехи.
Использование AGC необязательно, если используется OOK-модуляция с импульсами не менее 30 мкс. Работа AGC может быть прекращена подключением этого вывода к напряжению питания. AGC необходим для ASK-модуляции и/или импульсов данных шириной менее 30 мкс. Как обсуждалось выше, работа AGC зависит от функционирования детектора пикового уровня. Конденсатор AGC разряжен в режимах пониженного энергопотребления и передачи данных.
Максимальное время AGC tAGC — 5 мкс после принятия сигнала с уровнем –30 дБм и временем нарастания 1 мкс.
Работа AGC может быть прекращена подключением вывода AGCCAP к напряжению питания. AGC может быть блокирован подключением резистора 150 килоом между выводом AGCCAP и общим in lieu of a capacitor. Работа блокированного AGC минимизирует чувствительность к шумам и помехам, если рабочее расстояние всегда короткое.
Блок передатчика состоит из генератора SAW линии задержки, продолженного модулируемого буферного усилителя. Синусоидальный фильтр подавляет гармоники передатчика. Приметим, что некоторые синусоидальные элементы, используемые приемником, также используются и при передаче.
Работа передатчика поддерживает два формата модуляции, on-off keyed (OOK) modulation – модуляция включением-выключением, amplitude-shift keyed (ASK) modulation – модуляция изменением амплитуды. Когда выбрана модуляция OOK, выход передатчика полностью отключается между передачей импульсов "1". Если используется ASK-модуляция, импульс "1" дает большую мощность передаваемого сигнала, а "0" – меньшую. OOK-модуляция обеспечивает совместимость с ASH-технологией первого поколения, а также более экономична в потреблении энергии. ASK-модуляция используется для больших скоростей передачи данных (импульсы данных меньше 30 мкс). Также ASK-модуляция ослабляет некоторые типы помех и позволяет передаваемым импульсам иметь нестандартную форму для управления шириной полосы пропускания.
Формат модуляции выбирается с помощью выводов управления режимом CNTRL0 и CNTRL1. Когда выбран один из форматов, радиочастотные усилители приемника отключаются. В режиме OOK усилитель генератора линии задержки TXA1 и выходной буферный усилитель TXA2 выключаются, когда напряжение на входе TXMOD падает ниже 220 мВ. В режиме OOK скорость передачи данных ограничена временами включения и выключения генератора линии задержки, которые составляют 12 и 6 мкс соответственно. В режиме ASK-модуляции TXA1 всегда включен, а TXA2 модулируется входом TXMOD.
Модуляция включением-выключением (OOK) должна быть выбрана, если требуется совместимость с передатчиками HX-серии и приемниками RX-серии. Также OOK-модуляция экономичнее в режиме передачи. Этот тип модуляции можно использовать, если минимальная ширина импульса в передаваемом сигнале не менее 30 мкс.
Модуляция изменением амплитуды (ASK) используется, когда минимальная ширина импульса в передаваемом сигнале меньше 30 мкс (не менее 8.7 мкс). Также ASK-модуляция должна быть использована, если передаваемый сигнал был искажен для управления спектром полосы пропускания и/или необходима специфическая модуляция.
Выходная мощность передатчика пропорциональна входному току на TXMOD (вывод 8), как показано на рисунке 2.9.2.1. Последовательный резистор используется для регулировки максимальной выходной мощности передатчика. Максимальная насыщенность выходной мощности требует от 300 до 450 мкА входного тока. В режиме ASK, минимальная выходная мощность имеет место, когда управляющий ток падает до 10 мкА. Рисунок 2.9.2.2 показывает зависимость между VTXM и ITXM. Для TR1000, максимальная выходная мощность передатчика PO для питания 3 В. будет примерно следующей:
PO = 4.8*(ITXM)2, где PO в мВт, а максимальный ток модуляции ITXM в мА.
Рекомендуется использовать +-5% сопротивление. Начальное значение сопротивления для приложений (FCC Часть 15.249) равно 8.2 К, но может изменяться в зависимости от усиления используемой антенны. Максимальная выходная мощность передатчика изменяется с напряжением питания. Устройства, работающие от батареек должны быть приспособлены для максимальной выходной мощности при использовании “свежих” батареек для гарантии соответствия правилам (regulatory compliance). В системах, которые должны обеспечить максимальное рабочее расстояние на протяжении всего срока службы батареек, должна использоваться стабилизация напряжения питания.
